為移相全橋逆變部分的 Simulink 仿真電路。負載等效至原邊用等值電阻代替，仿真主要調節諧振電容和諧振電感的參數，以滿足所有開關管的零開通和軟關斷。依次為開關管驅動波形、橋臂上電壓波形和橋臂上電流波形。其中驅動波形中從低到高分別為開關管1、2、3、4的驅動波形（四個驅動的幅值有差別只為了便于分辨，實際驅動效果是相同的）。同一橋臂上兩開關管驅動有4μS的死區時間，滯后橋臂相對于超前橋臂的滯后時間為12.5μS。橋臂上是串聯的3a電阻和100μH電感，如果不存在移相，則橋臂上的電壓應該是*有死區時間是0。由于移相角的存在，電壓占空比進一步減小，減小的程度對應是移相角的大小。板之間的磁場將創建一...

本項目逆變橋臂上有4個開關管，對應需要四個**的驅動電路?？蛇x用的驅動電路有很多種，以驅動電路和IGBT的連接方式可以將驅動電路分為直接驅動、隔離驅動和集成化驅動。在此我們采用集成化驅動，因為相對于分立元件構成的驅動電路，集成化驅動電路集成度更高、速度快、抗干擾強、有保護功能模塊，并且也減小了設計的難度[25]。**終選用集成驅動電路M57962，如圖4-3和4-4所示為M57962L驅動電路和驅動信號放大效果圖。M57962 是 N 溝道大功率 IGBT 驅動電路，可以驅動 1200V/400A 大功率 IGBT， 采用快速型光耦合器實現電氣隔離，輸入輸出隔離電壓高達 2500V。從上述兩個...

為了加強裝置的安全性，大都采用具有變壓器隔離的隔離型方案。從功率角度考慮，當選用的功率開關管的額定電壓和額定電流相同時，裝置的總功率通常和開關管的個數呈正比例關系，故全橋變換器的功率是半橋變換器的2倍，適用于中大功率的場合?；谝陨峡紤]，本方案中補償裝置選用帶有變壓器隔離的全橋型直流變換器。借助于效率高、動態性能好、線性度高等優點，PWM（脈寬調制）技術在全橋變換器領域得到了廣發的關注和應用，已經成為了主流的控制技術。傳統的PWM直流變換器開關管工作在硬開關狀態。在硬開關的缺陷是很明顯的具體表現在：1）開關管的開關損耗隨著頻率的提高而增加；2）開關管硬關斷時電流的突變會產生加在開關管兩端的尖峰...

現假設PWM1和PWM2均設置為高電平有效，下溢中斷發生時，賦值CMPR1=0，CMPR1=a。下溢中斷子程序結束后返回主程序，計數寄存器T1CNT從0開始計數，由于CMPR1=0，發生比較中斷，PWM1從低電平變為高電平。計數寄存器T1CNT繼續增加至a時，PWM2從低電平變為高電平。由此，PWM2和PWM1之間的移相角δ為，所以改變移相角度實際上改變CMPR2的賦值a。20MHz對應50ns。選擇開關頻率為20KHz,對應的定時器T1設為連續增減計數模式，則T1的周期寄存器的值500.比較大移相角為180度，對應的數字延遲量Td為500，可得移相精度180/500=0.36。通過鑒相器檢測...

前段整流電路直流輸出端并聯了大容量儲能電容，在上電前，電容器初始電壓為零，上電瞬間整流輸出端直流電壓直接加在儲能電容上，電容瞬間相當于短路，形成的瞬時沖擊電流可能達到100A以上對電網帶來沖擊。為了限制上電瞬間大電流的沖擊，在整流輸出端放置一個固態開關。固態開關由晶閘管和限流電阻并聯，其中晶閘管的通斷受DSP的控制，在上電瞬間，晶閘管未被驅動導通，充電電流流過限流電阻，給予電容一定的充電時間，當電容兩端電壓上升后開通晶閘管，相當于將限流電阻短路，由整流電路直接對儲能電容充電[29]。這樣就限制了上電瞬間充電電流的大小，避免了大電流對電網的沖擊。目前的濾波裝置級數低，濾波效果較差，輸出端 可以采...

為了得到高精度、可控、快速反應的電源，首先想到的解決方案便是利用電力電子變換器。電力電子技術經過幾十年的發展，已經成為電力參數變換和控制的基本手段，尤其伴隨著新型電力電子器件的出現和發展，以及高頻化、軟開關和集成化技術的發展應用，電力電子技術可以滿足各種類型的電源要求。直流變換器是電力電子變換器的重要的一部分， 電力電子中 DC/DC 變換的方案 也有很多。按照是否具有電氣隔離的方式分類， 直流變換器可以分為隔離型和非隔 離型兩類。隔離型的直流變換器也可以看作為是非隔離型變換器加入變壓器轉變而 來的。傳感器是能夠感知或識別特定類型的電信號或光信號并對其作出反應的裝置。成都新能源電壓傳感器哪家便...

基于移相全橋的工作原理，變壓器副邊占空比的丟失是其固有的特性。副邊占空比丟失是指變壓器副邊的占空比比原邊的占空比小。不同于其他全橋的橋臂開關管的導通過程，移相全橋的對稱橋臂上的開關管導通和關斷過程始終是不同步的，并且在實際的調整輸出的大小就是通過調整不同步的程度。只要存在不同步，則變壓器副邊輸出電壓就會在不同步的時段內變為零，從占空比的角度來說是變壓器副邊占空比的丟失，并且原邊不同步的程度直接影響變壓器副邊占空比的丟失程度。電壓傳感器是一種用于計算和監測對象中電壓量的傳感器?；葜莼魻栯妷簜鞲衅髟儐枅髢r在本設計中為防止單臂直通設置了兩路保護：1）在超前橋臂和滯后橋臂上分別放置電流霍爾分辨監測兩橋...

在實際的系統中，考慮到變壓器有原邊漏感的存在，實際選用的諧振電感值比計算的諧振電感值要小，工程調試中可以以計算得到的諧振電感值為基準，將諧振電感設計為可調電感，根據電路的實際情況調動諧振電感值來配合諧振電容完成零開通。本電路的仿真分為兩個階段，第一階段仿真不納入全橋變換器變壓器的副邊，末端的負載用一個等效至原邊的電阻代替。此階段仿真主要是為了實現超前橋臂和滯后橋臂的所有開關管的軟開關，并且通過仿真的手段觀察開關管實現軟開關與電路中哪些參數關系**緊密，以及探討實現軟開關的臨界條件。通過觀測各個開關管承受電壓、流通電流和驅動信號之間的關系，加強對移相全橋電路的理解，為后續的參數設置和電路調試提供...

根據實際工作過程分析，超前橋臂上開關管開通過程中，原邊電路保持向負載端輸送能量，則負載端濾波電感等效于和原邊諧振電感串聯，這樣對超前橋臂上兩個諧振電容充放電的能量由原邊諧振電感和負載端濾波電感共同提供，這樣能量關系式很容易滿足[6]。時間關系式只需要適當增大死區時間即可，超前橋臂上開關管的零電壓開通很容易實現。滯后橋臂上開關管開通過程中，橋臂上諧振電容的充放電能量**來自于諧振電感，并且在此過程中電源相當于是負載吸收諧振電感中的儲能，電流處于減小的狀態，從而滯后橋臂上開關管的零電壓開通實現難度增大。在本文中，我們可以詳細討論一個電壓傳感器。大量程電壓傳感器詢問報價整個電路的控制**終都歸結于對...

在電路的控制環節，設計了硬件控制電路并編寫了相應的控制程序。硬件電路基于DSP控制芯片，主要由電源模塊、采樣及A/D轉換模塊、DSP控制模塊、PWM輸出模塊、驅動電路模塊構成。在程序方面，本文著重對移相脈波產生的方式、PID反饋控制的策略進行了研究，同時也完成了信號采集、模數轉換、保護控制等模塊的程序編寫和調試。然后按照補償電源的參數要 求，選擇了基于 TMS320F2812（DSP）的移相全橋變換電路作為補償電源的拓撲結 構。討 論了長脈沖高穩定磁場的研究意義、發展現狀和現今的難點，基于存在的問題提出 了對強磁場電源系統的優化， 提出了補償電源的方案?；魻栯妷簜鞲衅黧w積小、線性度好、響應時間...

脈沖發電機電源是由原動機、發電機和整流器三部分構成。發電機由原動機拖動，達到額定轉速后發電機將儲存的旋轉勢能轉換為電能，通過整流器變換得到直流電壓對磁體供電。整流器可以通過反饋控制給磁體提供的電壓電流，具有較好的可控性，可以實現對實驗波形的初步調節和控制。由電容器電源和脈沖發電機電源構成磁體主要的電源系統，其中帶有反饋控制的脈沖發電機電源本身具有一定的可控性，可以將平頂磁場紋波控制在一定精度以內，但脈沖發電機電源本身是大容量電源，如果想進一步降低紋波系數，直接對脈沖發電機進行控制難度很大，所以需要在原有兩套電源系統的基礎上再配合使用一個小容量的補償系統。LCCL濾波器相對于LCL濾波器具有穩定...

在對磁體做放電實驗時，如果**依靠電力電子變換器為磁體提供極大的脈沖式電能則對該電力電子裝置的容量要求特別高，這樣增加了建設成本。于是本項目以實驗室已有的對磁體放電的電源系統為基礎，再利用電力電子裝置作為補償系統，將原有電源系統的精度提高到我們需求的水平。目前采用了高壓儲能電容器電源和脈沖發電機電源作為磁體供電的主要系統。高壓儲能電容器組通過充電機對其充電儲存能量，需要對磁體放電時打開放電開關，電容器組將儲存的能量釋放給磁體。電容器組放電效率高，結構簡單、控制簡單、安全性好。分為電阻分壓式和電容分壓式，將初級電壓直接轉化為測量儀表可用的低壓信號。新能源汽車電壓傳感器廠家現貨除了濾波電容的容量要...

數字控制電路的軟件主要包括主程序、各個模塊初始化程序、周期中斷服務子程序、下溢中斷服務子程序、AD中斷服務子程序、PID調節子程序等幾大部分組成。主程序的主要任務是系統自檢，系統初始化，然后循環執行主程序等待中斷。初始化是對程序中用到的常量、變量進行有意義的賦值，以及對PWM輸出口和DSP數字I/O口設置，中斷寄存器的賦值、定時器的賦值、事件管理器中相關寄存器的賦值以及A/D模塊中寄存器的賦值也是初始化程序需要完成的任務。為了保證主電路的安全，在初始化完成前，所有的定時器都被禁止，PWM輸出比較器也未被使能，PWM對應的輸出為高阻態。ADC模塊初始化是對A/D采樣的模式，采樣的通道、轉換的方式...

基于移相全橋的工作原理，變壓器副邊占空比的丟失是其固有的特性。副邊占空比丟失是指變壓器副邊的占空比比原邊的占空比小。不同于其他全橋的橋臂開關管的導通過程，移相全橋的對稱橋臂上的開關管導通和關斷過程始終是不同步的，并且在實際的調整輸出的大小就是通過調整不同步的程度。只要存在不同步，則變壓器副邊輸出電壓就會在不同步的時段內變為零，從占空比的角度來說是變壓器副邊占空比的丟失，并且原邊不同步的程度直接影響變壓器副邊占空比的丟失程度。該傳感器的輸入為電壓，而輸出為開關、模擬電壓信號、電流信號或可聽信號。磁通門電壓傳感器現貨在電路的控制環節，設計了硬件控制電路并編寫了相應的控制程序。硬件電路基于DSP控制...

A/D模塊無疑是將我們采集到的模擬信號轉換成DSP模塊可以識別和處理的數字信號，市場上可選用的A/D芯片種類很多。我們選用芯片須得根據工程實際。選用 A/D 芯片我們重點關注如下幾點： 1）精 度（對應 AD 的分辨率），如果工程中對信號的精度要求很高，則必須選用分辨率很 高的 AD，即位數較多的 AD，例如 16 位 AD 對應的分辨率為0.015 10 3 。前面提及過DSP芯片本身帶有內部AD，但由于其為12位AD（對應分辨率為0.224103），精度達不到本實驗要求；2）輸入信號類型，輸入信號型號指采集到的信號是單端信號還是差分信號，是單極性信號還是雙極性信號；3）AD轉換速...

在變壓器原邊副邊匝數確定后即可進行繞制。根據高頻變壓器的實際工況，變壓器中流通的是高頻大電流，所以必須要考慮集膚效應。在選用繞制的導線時一方面要線徑足夠，滿足安全性。同時在集膚效應的影響下，如果線徑較大則比較好選用扁銅線。取值銅線流通的電流密度J=3.5A/mm2。原邊電流I=60/7.5=8A。則S原邊=8/3.5=2.28mm2，S副邊=60/3.5=17.14mm2。在選定扁銅線的型號后，根據扁銅線的線徑和磁芯窗口面積進行核算，驗證窗口面積是否足夠。從上述兩個關系，我們可以清楚地說，比較高的電壓將累積在**小的電容器。北京新能源汽車電壓傳感器供應商若設定比較器周期值為T1PR，當啟動計數...

在電路的控制環節，設計了硬件控制電路并編寫了相應的控制程序。硬件電路基于DSP控制芯片，主要由電源模塊、采樣及A/D轉換模塊、DSP控制模塊、PWM輸出模塊、驅動電路模塊構成。在程序方面，本文著重對移相脈波產生的方式、PID反饋控制的策略進行了研究，同時也完成了信號采集、模數轉換、保護控制等模塊的程序編寫和調試。然后按照補償電源的參數要 求，選擇了基于 TMS320F2812（DSP）的移相全橋變換電路作為補償電源的拓撲結 構。討 論了長脈沖高穩定磁場的研究意義、發展現狀和現今的難點，基于存在的問題提出 了對強磁場電源系統的優化， 提出了補償電源的方案。電壓傳感器可以確定、監測和測量電壓的供應...

圖3-6和圖3-7所示分別為輸出端電壓值和電壓紋波（圖中橫縱坐標分別為時間和電壓），經過PID閉環反饋后，輸出電壓值的紋波系數可達0.16%。因為本仿真實驗中只加入了電壓單閉環反饋，進一步提高精度需要再在外環加入電流反饋環。仿真電路很好的驗證了試驗參數計算的正確性和合理性，在本電路的初步設計中可以按照仿真電路中參數進行實驗電路的搭建。傳統的控制技術多是以模擬電路為基礎的，其固有的缺陷是顯而易見的， 比如 電路本身復雜、模擬器件本身存在差異性、溫漂明顯、不可編程性?；谶@些固有 的缺點，數字化的控制技術優勢便展現出來。本實驗目的是得到穩恒高精度電流源，實驗預期的也 是有電壓和電流兩個閉環。南京化...

為了得到高精度、可控、快速反應的電源，首先想到的解決方案便是利用電力電子變換器。電力電子技術經過幾十年的發展，已經成為電力參數變換和控制的基本手段，尤其伴隨著新型電力電子器件的出現和發展，以及高頻化、軟開關和集成化技術的發展應用，電力電子技術可以滿足各種類型的電源要求。直流變換器是電力電子變換器的重要的一部分， 電力電子中 DC/DC 變換的方案 也有很多。按照是否具有電氣隔離的方式分類， 直流變換器可以分為隔離型和非隔 離型兩類。隔離型的直流變換器也可以看作為是非隔離型變換器加入變壓器轉變而 來的。從上述兩個關系，我們可以清楚地說，比較高的電壓將累積在**小的電容器。深圳化成分容電壓傳感器采...

1）額定電壓：根據前面的計算，電網取電輸入整流后直流母線峰值電壓為373v。一般情況下選用額定電壓為直流母線最高電壓的兩倍的開關管，在此處，前端儲能電容兼具濾波穩壓作用，功率開關管的電壓可以降低，選用額定電壓為500v的開關管即可。2）額定電流：補償電源總功率約為1200w，直流側母線比較低電壓為199v，由此估算通過橋臂上最大電流為6A，考慮到2倍裕量，可以選用額定電流12A的開關管?？紤]到補償電源的容量可能會在后期實驗中加以擴充，故而選用開關管時選用額定電壓為600v，額定電流為50A的IGBT，具體型號為英飛凌公司的IKW50N60T。差和高的耐壓值，另外，高壓側與低壓側沒有隔離，存在安...

在變壓器原邊副邊匝數確定后即可進行繞制。根據高頻變壓器的實際工況，變壓器中流通的是高頻大電流，所以必須要考慮集膚效應。在選用繞制的導線時一方面要線徑足夠，滿足安全性。同時在集膚效應的影響下，如果線徑較大則比較好選用扁銅線。取值銅線流通的電流密度J=3.5A/mm2。原邊電流I=60/7.5=8A。則S原邊=8/3.5=2.28mm2，S副邊=60/3.5=17.14mm2。在選定扁銅線的型號后，根據扁銅線的線徑和磁芯窗口面積進行核算，驗證窗口面積是否足夠。燈光或蜂鳴器指示燈也會打開ーー這就是你在家里使用的非接觸式電壓傳感器的原理。成都粒子加速器電壓傳感器發展現狀諧振電感是為諧振電容提供足夠的充...

強磁場是指磁場強度高于商用超導磁體所能達到比較高的磁場，將磁場強度超過20T的磁場定義為強磁場。按照現階段世界上強磁場系統的建設，強磁場系統一般由磁體、電源系統、低溫冷卻系統、測量測試系統和實驗平臺構成。其中磁體是直接產生強磁場的裝置，電源為整個系統的工作提供相應的能量，低溫冷卻系統為磁體的工作創造必要的工作環境，測量測試系統是測量、監測和采集必要的實驗參數和信息，實驗平臺即是為科學研究工作提供相關的接口和實驗環境。并感應出相應電動勢，該電動勢經過電路調整后反饋給補償線圈進行補償。佛山循環測試電壓傳感器廠家由移相全橋電路的拓撲結構圖可以看到，四個橋臂上每個開關管都并聯有諧振電容，諧振電容的存在...

周期中斷子程序和下溢中斷子程序執行流程圖，在每一個周期中分別發生一次周期中斷和下溢出中斷，每進入中斷一次分別更新兩個比較寄存器的值，相應的輸出PWM波的移相也每一個周期都更新。在解決了具有移相角度差的PWM信號的產生問題后，需要解決的另一個問題是怎樣應用采集到的電壓信號和電流信號來實時動態控制移相角的大小，形成閉環反饋從而得到我們所需的滿足動態性能的高精度電流電壓信號。PID閉環反饋系統的設計一直是補償電源**關鍵的部分，補償系統設計的好壞直接關系到補償電源穩恒。然而，比較好只放大由于傳感器電阻變化引起的電壓變化。杭州高精度電壓傳感器出廠價移相全橋變換器在工作時，通過與開關管并聯的諧振電容和原...

輸出濾波電容 C 和輸出電壓中的交流分量關系很大。由于 C 和負載并聯，再加 上容抗的頻率特性， 頻率較高的電流成分主要通過 C，負載中流過的很少。C 兩端的 電壓Vc 除直流分量Vo 外,還有交流分量，與輸出電壓紋波大小對應。為了減小紋波， 加大 C 是有好處的，但過分加大沒有必要。Lf是輸出濾波電感量，fs是開關頻率，Vpp是輸入直流電壓比較大，脈動值，Vo(min)是輸出電壓最小值，Vin(max)是輸入電壓最小值，K是高頻變壓器變比，VL是輸出濾波電感紋波壓降，VD是輸出整流二極管的通態管壓降。代入各個參數值計算可得cf=9.4UF。該傳感器的輸入為電壓，而輸出為開關、模擬電壓信號、電...

A/D模塊無疑是將我們采集到的模擬信號轉換成DSP模塊可以識別和處理的數字信號，市場上可選用的A/D芯片種類很多。我們選用芯片須得根據工程實際。選用 A/D 芯片我們重點關注如下幾點： 1）精 度（對應 AD 的分辨率），如果工程中對信號的精度要求很高，則必須選用分辨率很 高的 AD，即位數較多的 AD，例如 16 位 AD 對應的分辨率為0.015 10 3 。前面提及過DSP芯片本身帶有內部AD，但由于其為12位AD（對應分辨率為0.224103），精度達不到本實驗要求；2）輸入信號類型，輸入信號型號指采集到的信號是單端信號還是差分信號，是單極性信號還是雙極性信號；3）AD轉換速...

由移相全橋電路的拓撲結構圖可以看到，四個橋臂上每個開關管都并聯有諧振電容，諧振電容的存在可以實現開關管的零電壓關斷。所以我們只需要關心開關管的零電壓開通，要實現開關管的零電壓開通，必須在開關管觸發開通前，有足夠的能量中和掉諧振電容上的電荷，并且要完成該開關管同一橋臂上另一開關管諧振電容的充電，同時還要有能量去抽走變壓器原邊寄生電容中儲存的能量。超前橋臂上兩個開關管工作狀態是相同的，**是開通關斷時間的存在先后， 可以選取其中的T2 管分析。 T2 管觸發開通的前一個狀態，滿足零電壓 開通則須在觸發開通時與T2 并聯的續流二極管D2 已處于導通狀態，這就要求此時諧 振電容C2 已經放電完成。然而...

諧振電感是為諧振電容提供足夠的充放電能量，實現滯后橋臂的零電壓開通。諧振電感的參數選擇對整個電路的軟開關都很重要。為了滿足能量的要求是希望諧振電感值越大越好，并且大電感可以有效抑制電流的急劇變化，防止振蕩，消除尖刺峰值。但是電感值過大會導致更大的占空比丟失，降低了整個裝置的效率，并且電感過大，對應阻抗值很大，會導致系統反應慢[19]。相反的，如果電感值偏小，則可能不能為諧振電容提供足夠的能量，無法滿足軟開關，并且橋臂上的上涌和下沖的尖峰電流的影響會變得明顯，可能引起正負周期工作狀態不對稱，增大了開關損耗，使功率開關管溫升明顯容易引起開關管炸毀。LCCL濾波器相對于LCL濾波器具有穩定的優點。常...

首先滯后橋臂上開關管零電壓開通時，只有諧振電感提供換流的能量。諧振電感儲能必須大于滯后橋臂上諧振電容儲能加上變壓器原邊寄生電容儲能，在實際當中， 變壓器的原邊匝數較少， 且原邊大都用多股漆包線并繞。同時在滯后橋臂上開關管開通時，原邊電流近似為恒定，須在開關管觸發導通前諧振電容完成充放電?，F在死區時間取為1.2us，結合滯后橋臂上開關管工況，諧振電感不僅為諧振電容提供充放電的能量，還向電源反饋能量，故電流ip小于超前橋臂上開關管開通時對應的電流，計算可得：Ip(lag)==10.6μH。結合諧振電感的參數協調確定諧振電容的值為10μH。也就是說，一些電壓傳感器可以提供正弦或脈沖列作為輸出。無錫磁...

諧振電感是為諧振電容提供足夠的充放電能量，實現滯后橋臂的零電壓開通。諧振電感的參數選擇對整個電路的軟開關都很重要。為了滿足能量的要求是希望諧振電感值越大越好，并且大電感可以有效抑制電流的急劇變化，防止振蕩，消除尖刺峰值。但是電感值過大會導致更大的占空比丟失，降低了整個裝置的效率，并且電感過大，對應阻抗值很大，會導致系統反應慢[19]。相反的，如果電感值偏小，則可能不能為諧振電容提供足夠的能量，無法滿足軟開關，并且橋臂上的上涌和下沖的尖峰電流的影響會變得明顯，可能引起正負周期工作狀態不對稱，增大了開關損耗，使功率開關管溫升明顯容易引起開關管炸毀。霍爾電壓傳感器體積小、線性度好、響應時間短，但測試...

磁體自身電阻較小，加在磁體兩端的高電壓在磁體中產生大電流，產生強磁場。但由于磁體電阻不可能為零，在通過瞬間的大電流時，磁體本身會瞬間發熱產生高溫，其自身的電阻也會隨著溫度的升高進一步增大，增大的電阻在大電流通過時更進一步發熱。如此，為了真正讓磁體通過脈沖式高穩定度大電流，并不能簡單給磁體配置一個脈沖式高穩定度的電壓源，而是需要一個脈沖式、紋波小、可控、快速反應的電源。強磁場磁體的電源不用于其它裝置的供電電源，在需要產生磁場的時候，電能以很快的速度釋放至磁體產生強磁場。由于瞬時功率很大，若從電網中取電必然會對電網造成沖擊。故而需要電源系統在較長時間內儲存大量的能量，然后以此儲能電源系統作為緩沖來...